Пауль Хоровиц - Искусство схемотехники. Том 1 [Изд.4-е]

Рассмотрим показанный на рис. 4.72 транзисторный усилитель с отрицательной обратной связью.

Рис. 4.72. Транзисторный усилитель мощности с отрицательной обратной связью.

Описание схемы. На первый взгляд она может показаться сложной, на самом деле в ней нет хитростей и проанализировать ее достаточно легко. Транзисторы Т1 и Т2 образуют дифференциальную пару, а дополнительное усиление ее выходного сигнала обеспечивает усилитель с общим эмиттером на Т3. Резистор R6 — это резистор коллекторной нагрузки Т3, а двухтактный каскад на транзисторах Т4 и Т5 представляет собой выходной эмиттерный повторитель. Выходное напряжение поступает в цепь ОС, которая состоит из делителя напряжения, образованного резисторами R4 и R5 и конденсатором С2, благодаря которому коэффициент усиления схемы с ОС по постоянному току уменьшается до единицы (для стабилизации режима по постоянному току). Резистор R3 определяет ток смещения в дифференциальной паре; наличие петли обратной связи, охватывающей схему, гарантирует, что выходное напряжение покоя равно потенциалу земли, а потому оказывается, что ток покоя Т3 составляет 10 мА (падение напряжения на R6  приблизительно равно UЭЭ). Как уже было показано в разд. 2.14, диоды смещают двухтактный каскад в состояние проводимости, при этом падение напряжения на последовательном соединении резисторов R7 и R8 равно падению напряжения на диоде, т. е. ток покоя выходного повторителя равен 60 мА. Это усилитель класса АВ, в котором за счет потери мощности в 1 Вт, рассеиваемой каждым выходным транзистором, уменьшаются переходные искажения.

С точки зрения рассмотренных ранее схем необычным в этой схеме является только то, что коллекторное напряжение покоя транзистора Т1 меньше напряжения питания UKK всего на величину падения напряжения на диоде. Оно должно быть таким для того, чтобы транзистор Т3 находился в режиме проводимости, а поддерживает это состояние цепь обратной связи. Если, например, коллекторное напряжение транзистора Т1 приблизилось бы к потенциалу земли, то транзистор Т3 начал бы проводить большой ток, при этом увеличилось бы выходное напряжение, а это в свою очередь привело бы к тому, что через транзистор Т2 тоже стал бы протекать большой ток, что вызвало бы уменьшение коллекторного тока в транзисторе Т1 и восстановило бы нарушенный статус-кво. Резистор R2 подобран таким образом, чтобы ток покоя транзистора Т1 создавал на нем падение напряжения, равное падению напряжения на диоде, тогда в точке покоя коллекторные токи в дифференциальной паре будут приблизительно равны между собой. В этой транзисторной схеме входным током смещения пренебречь нельзя (он равен 4 мкА) — на входных резисторах, имеющих сопротивление 100 кОм, он создает падение напряжения, равное 0,4 В. В подобных схемах транзисторных усилителей входные токи значительно больше, чем в операционных усилителях, поэтому особенно важно, чтобы сопротивления по постоянному току со стороны входов были равны (очевидно, что лучше было бы использовать здесь на входе составной транзистор Дарлингтона).

Анализ схемы. Рассмотрим приведенную схему подробно и определим коэффициент усиления, входной и выходной импедансы и величину нелинейных искажений. Для того чтобы можно было оценить влияние обратной связи, определим эти параметры при разомкнутой и замкнутой цепи обратной связи (учитывая, что при разомкнутой цепи обратной связи смещение практически бесполезно). Для того чтобы оценить влияние обратной связи на линейность, определим коэффициент усиления при напряжениях на выходе, равных +10 В, — 10 В, и напряжении, соответствующем точке покоя (0 В).

Цепь ОС разомкнута. Входной импеданс. Разорвем цепь обратной связи в точке X и заземлим правый конец резистора R4. Для входного сигнала сопротивление определяется параллельным соединением сопротивления 100 кОм и сопротивления со стороны базы. Последнее состоит из увеличенных в h21Э раз собственного эмиттерного сопротивления Т1 плюс сопротивление со стороны эмиттера Т2, при определении которого надо учесть, что к базе транзистора Т2 подключена цепь обратной связи. Если h21Э ~= 250, то Zвх ~ = 250[(2·25) + (3,ЗкОм/250)], т. е. Zвх ~ = 16 кОм.

Выходной импеданс. В связи с тем что сопротивление коллектора транзистора Т3 велико, можно считать, что на выходные транзисторы работает источник с сопротивлением 1,5 кОм (R6). Выходной импеданс составляет приблизительно 15 Ом (h21Э ~= 100) плюс эмиттерное сопротивление, равное 5 Ом, итого 20 Ом. Собственным эмиттерным сопротивлением величиной 0,4 Ом можно пренебречь.

Коэффициент усиления. Сопротивление нагрузки дифференциального каскада определяется параллельным соединением R2 и базового сопротивления транзистора Т3. В связи с тем что ток покоя транзистора Т3 составляет 10 мА, его собственное эмиттерное сопротивление равно 2,5 Ом, а входное сопротивление со стороны базы — 250 Ом (h21Э ~= 100). Следовательно, коэффициент усиления дифференциальной пары равен 250 ||620 Ом/2·25 Ом ~= 3,5. Коэффициент усиления по напряжению второго каскада, на транзисторе Т3, равен 1,5 кОм/2,5 Ом = 600. Полный коэффициент усиления по напряжению в точке покоя равен 3,5·600 = 2100. Коэффициент усиления Т3 зависит от величины коллекторного тока, и поэтому он существенно изменяется при изменении сигнала от пика до пика - в этом проявляется нелинейность схемы. В следующем разделе приводятся значения коэффициента усиления для трех значений выходного напряжения.

Цепь ОС замкнута. Входной импеданс. В схеме использована последовательная обратная связь, поэтому входной импеданс увеличивается в (1 + коэффициент передачи петли ОС) раз. Цепь обратной связи представляет собой делитель напряжения с отношением плеч В = 1/30 на частотах сигнала, следовательно, коэффициент усиления в петле обратной связи равен АВ = 70. Следовательно, входной импеданс определяется параллельным соединением сопротивления 70·16 кОм и резистора смещения сопротивлением 100 кОм, т. е. приблизительно 92 кОм. Можно считать, что входной импеданс определяется резистором смещения.

Выходной импеданс. В связи с тем что часть выходного напряжения передается на вход, выходной импеданс уменьшается в (1 + коэффициент усиления петли ОС) раз. Следовательно, выходной импеданс равен 0,3 Ом. Отметим, что это импеданс для малого сигнала. Не следует думать, что полный размах выходного напряжения можно получить на нагрузке с сопротивлением, например 1 Ом. Эмиттерный резистор сопротивлением 5 Ом, присутствующий в выходном каскаде, ограничивает размах большого сигнала. Например, на нагрузке с сопротивлением 4 Ом можно получить размах, равный приблизительно 10 В (от пика до пика).

Коэффициент усиления. Коэффициент усиления равен А/(1 + АВ). В точке покоя он принимает значение 30,84, при этом используется точное значение для В. Для иллюстрации стабильности усиления, обусловленной отрицательной обратной связью, ниже приведены значения полного коэффициента усиления по напряжению для схемы при наличии и в отсутствие обратной связи для трех значений выходного напряжения. Очевидно, что отрицательная обратная связь существенно улучшает характеристики усилителя, но справедливости ради следует отметить, что схему можно было бы разработать и так, чтобы ее характеристики при разомкнутой петле обратной связи были лучше; например в качестве коллекторной нагрузки Т3 можно было бы использовать источник тока, в эмиттерной цепи дифференциальной пары также можно было бы использовать источник тока; это привело бы к уменьшению влияния эмиттерной цепи и т. п. Но если бы схема и была спроектирована хорошо, обратная связь все равно заметно улучшила бы ее характеристики.

Двухкаскадный усилитель с ОС. На рис. 4.73 показан еще один транзисторный усилитель с обратной связью.